1.2 开关电源单元电路工作原理

1.2.1 整流电路

整流电路就是利用二极管和MOS的两个电极单向导电的特性，把交流电变为脉动直流电，再通过电容滤波、电感或电阻平波，使脉动波形平直，得到性能稳定的直流电。整流的方式有多种，有半波整流、全波整流、倍压整流、倍流整流及同步整流等。

1.半波整流电路

图1-6是半波整流滤波电路。变压器TR的二次电压负载电阻R_F只有半个周期电压，即正弦电压在半个周期内的平均值，也是最大值的倍，那么一个周期内的平均值应该是最大值的倍，即，则。电路增加了电容滤波后，二极管的导通角减小了。所谓导通角，就是在一个正弦波周期（2π，即360°）中，二极管导通时间所对应的角度。电路没有加电容时，二极管的导通角是π（交流电半个周期为180°），加了滤波电容，二极管VD₁的整流电压不是从电压O点开始的，而是从图1-7b的m点开始截止，由于电容C的放电，V_o下降到n点VD₁又开始导通。可见，加了滤波电容后，整流二极管的导通角减小了，输出电压变为脉动直流电压，这时的输出电压升高了很多。一般是升高1～1.3倍，即V_o=（1～1.3）u₂，计算u₂的公式如下：

图1-7 半波整流滤波电路波形

流过负载的直流电流为

图1-6 半波整流滤波电路

半波整流二极管反向截止时所承受的最大反向电压，这就是选用整流二极管的依据。

2.全波整流电路

全波整流电路是由两个半波整流电路组合起来的，电路如图1-8a所示。变压器的二次绕组有中心抽头，把二次电压分成大小相等极性相反的两个电压u_2a和u_2b。由于有两只二极管构成两个单相半波整流电路，交流电压在一个周期中两次导通，使输出电压V_o得到同一方向两个波形电压，如图1-8b所示，所以全波整流电路输出的电压比半波增加了一倍：V_o=2×0.45u₂=0.9u₂，输出的电流：

全波整流电路加电容滤波后，输出电压波形如图1-8c所示。用电容滤波有一个缺点，输出电压受负载电阻的影响较大。当负载增大时，滤波电容的放电时间常数减少，电容放电加快，因此负载电压波形脉动振幅增大，输出直流电压降低，为克服这一缺点，常在滤波电容之后加一电感平波，利用电感的特性使输出电压保持平稳，还解决了由于负载的加大使输出电压下降这一缺点。如果要求输出电压脉动更小，又在电感的后面再加一只电容，于是得到了π形滤波电路，如图1-9所示。它的输出电压V_o的计算如下：

式中，V_D为二极管导通电压。输出电流为，二极管承受的反向电压

例如一个桥式整流电路如图1-9所示，交流源频率f=50Hz，负载电阻R_F=120Ω，输入电压u₂=220V，求输出直流电压V_o，并选用整流二极管型号。

计算输出电压V_o

计算输出电流I_o

桥式整流每半周要经过两只二极管，所以每次流经二极管的电流只有输出电流的一半。

二极管所承受的反向电压，每只二极管承受的电压为156V，根据电路所承受的反向电压，整流二极管选用1N5393（最大整流电流为1.5A，最高反向工作电压为200V），见表2-5。

图1-8 全波整流滤波电路及波形

图1-9 桥式整流滤波电路

3.倍压整流电路

要求低输入电压，并能满足电子设备工作条件，需要采取一些技术措施，如有些欧美国家工业供电电压为110V，比我国供电电压低一半，所以常采用倍压整流方式满足控制器正常工作要求。图1-10a是典型的倍压整流电路。输入的交流电压，经UR全桥整流，C₁、C₂滤波，在这一过程中，整流后的脉动电压分别给C₁、C₂充电至，当输入电压U=110V时，。图1-10b由于有电容C的作用，输入电压给电容C充电至u_c，使u_c=u₂，所以V_o=u_c+u₂=2u₂，从中可以看出，电路有几只电容就能使输出电压有几倍的输入电压。图1-10c有四只电容，就得到输出电压等于四倍的输入电压。需要指出的是滤波电容应该有足够大的容量和在充电中具有两倍以上的额定工作电压。图1-10a的R₁、R₂是均压电阻，用于平衡C₁、C₂的压降，使两者相等。

图1-10 倍压整流滤波电路

4.倍流整流电路

有很多电子设备，在负载供电不足的情况下，要求供电设备满足供电电流的需要，又要求不能增加成本和体积，那么这时采用倍流整流的方式是比较好的一种方法。图1-11a和图1-11b是两种倍流整流电路图。当图1-11b的u₂的上方为正、下方为负时，正电压通过VD₁向电容C充电，充电压

，同时也向负载R_F供电流，另一路，u₂上方的正电压也向L₁、L₂充电，电感是感性元件，这半周期对电感来说是储能时期，不向负载提供电流；当u₂的电压上变负、下变正时，电流通过VD₂向负载R_F提供电流，随着时间推迟，u₂下端的电压下降，向R_F提供的电流下降，此时，L₁、L₂所存储的电能使VD₂延时导通，又一次通过VD₂向负载R_F供电，u₂在下半周里，两次向负载提供电流，到下一周的上半周期里，同样L₁向负载有两次供电流的功能。L₁、L₂要有一定的电感量，它所存储的电能足以使VD₂或VD₁导通，才可实现两次向负载提供电能。图1-11a的工作原理与图1-11b一样，只是两只电感连接方式不同，一个是串联而另一个是并联，其作用效果是一样的。

图1-11 倍流整流电路

5.同步整流电路

当电路的输出特性是低电压、大电流时，采用同步整流是合适的，采用同步整流方式可实现5V/10A的电能输出。同步整流分电压同步整流和电流同步整流，对变换激励方式分为正激式同步整流和反激式同步整流，无论哪种形式，其工作原理一样，都是利用变压器二次绕组波形控制MOSFET的通断开关。图1-12的两只MOSFET是并联的。当脉宽调制脉冲处理低电平时，VT₃回流导通MOS管，VT₁是整流截止MOSFET，在脉宽调制脉冲没有时，整流贬VT₃继续导通；当脉宽调制脉冲为高电平时，VT₃截止，高电能通向L、R₇向电容C₂充电。R₅是VT₂的驱动电阻，R₃是VT₃的驱动电阻。VT₁导通时VT₂也导通，此时直接向负载提供电能。同步整流管VT₂的电流流向是，二次绕组上端→L左端→L右端→C₃（负载）→地→VT₂源极→VT₂漏极→变压器的下端。VT₂的驱动信号是通过R₅加到栅极的。VT₁截止时VT₂也截止，VT₃与L停止向负载R_F提供电能。当VT₁截止时，储能电感L的极性相反，同步整流管VT₃的电流流向是，L的右端→C₃（负载）→地→VT₃源极→VT₃漏极→L的左端。VS₂、VS₃分别是两只MOSFET的栅极稳定管，防止因栅极电压太高而损坏MOSFET，C₁、R₃和C₂、R₇组成高频阻容衰减网络。

图1-12 同步整流电路

1.2.2 输入低通滤波电路

低通滤波电路是为防止或抑制电源电磁干扰的基本电路，电磁干扰（EMI）的频谱大致为低频10kHz～1MHz，中频1～10MHz，高频10～30MHz，30MHz以上为甚高频。传导干扰分差模干扰和共模干扰两种。差模干扰是两条电源线之间的噪声干扰，共模干扰是两条电源线对大地的噪声干扰。要求EMI滤波器符合电磁兼容（EMC）的技术要求，必须要滤除电源外部的电磁干扰，又不能向电子设备外部发射干扰信号。低通滤波器有很强的抑制差模和共模两大干扰源的作用。

低通滤波器的主要参数有额定电流、漏电流、额定电压、测试电压、直流电阻、绝缘电阻、工作温度、使用温度范围、抑制频率、辐射强度、插入损耗等多项参数指标。

开关电源所设计应用的滤波器比较简单，图1-13a是开关电源常用的EMI滤波电路。以图1-31b所示双极串联低通滤波电路为例，L₁、L₂和C₂、C₃用来滤除共模干扰，C₁、C₄、C₅滤除差模干扰。当出现共模干扰时，由于L₁、L₂中的四个线圈的磁通方向相同，经互相贯通耦合，总电感量成倍增大，对外来的线与地间的共模信号呈现出高阻抗，使之不能通过。四个线圈分别绕在低损耗、高磁导率的铁氧体磁环上，可将C₂、C₃上积累的电荷泄放掉，避免因电荷影响抑制电磁干扰的特性。对要求滤除EMI比较好的电子设备，可采用图1-13c的滤波电路，它对EMI的抑制效果比前两种低通滤波好很多，这是因为重叠贯通，强力阻挡。

图1-13 开关电源常用的EMI滤波电路

1.2.3 峰值电压钳位吸收电路

开关电源的驱动MOSFET与高频变压器的一次绕组在功率转换驱动过程中，由于一次绕组的漏感与开关管关断时的峰值电流，引起漏极电压突然升高，它与一次绕组漏感一起，形成强烈的电磁振荡，振荡波不但发射高频电磁波，还消耗了大量的电源能量，重则可使MOSFET瞬间爆炸，而对这种恶劣的环境，削减峰值电压的产生和抑制高频发射，对开关电源的品质效益极为重要。为此，必须增设峰值电压钳位吸收电路，保护开关管正常工作。图1-14所示是五种峰值电压钳位吸收电路。

图1-14 峰值电压钳位吸收电路

由电阻R₁、R₂和电容C组成的RCR吸收网络，利用电容的充放电功能及电阻的阻尼作用，把部分高能量的电压通过开关管的漏-源旁路掉，又通过电容C的放电，分流一些峰值电能，达到钳位吸收峰压的目的，图1-14a所示电路很经济但效果不很好。

将电阻R和电容C并联后再与阻塞二极管VD串联组成图1-14b所示的CRD钳位吸收电路。它的工作原理与上面一样，只是阻塞二极管对峰值电压的限制作用大一些。要选用反向峰值电压高一些的阻塞二极管，否则VD将会烧毁。

利用瞬态电压抑制器TVS（P6KE200）和阻塞二极管（超快速恢复二极管）及电阻、电容所组成的CRSD钳位吸收电路，如图1-14c、d所示，峰值电压通过稳压二极管（TVS），向电阻R及电容C泄放，将电压钳制在合理的设计值以内。阻塞二极管VD把高频变压器一次绕组漏感通过开关管D-S的极间电容旁路至大地，它是开关电源普遍应用的一种电路。

3DLC钳位吸收电路如图1-14e所示。利用三只二极管、两只电容和一个电感组成峰值电压吸收网络。它的功能齐全，对峰值电压钳位吸收效果比较好，而且对所产生的高频率有一定的屏蔽作用，但使用的元器件多，结构较为复杂。

1.2.4 功能转换快速开关电路

开关电源电路是由许多功能电路组成的，要了解电路的工作原理，必须首先弄清楚组成电路的各个功能，从这点出发，我们将开关电源的各功能电路从定性到定量进行分析，这对学习开关电源电路是有益的，并对电路设计很有帮助。

功能转换包括脉冲宽度调制转换和功率因数，进行转换的电子元器件主要是开关管及其他元件，转换的快慢将影响电源的损耗和它的效率。转换是依托MOSFET的截止和导通来完成的。由于MOSFET存在极间电容，尤其是D-S极间电容，它的存在严重影响了MOSFET栅极接受控制信号的时间，还由于极间电容的存在，不能将信号完全传递，在开关管的饱和区里，寄存有大量的自由电子和空穴，这样大大延迟了开关速度。为了弥补这一缺陷，设计出MOSFET快速开关电路，图1-15所示为四种快速开关电路。

图1-15 MOS管转换快速开关电路

1.RCD快速开关电路

RCD快速开关电路是开关电源电路里面应用比较多的，一共只有三个元器件，结构简单，效果很好。正脉冲信号从IC出发，首先到快速开关二极管的阳极使其VD导通，正脉冲信号却不能打开晶体管VT₁，使其截止。正脉冲经R₁限流并由此产生正向电压，正信号电压很快触发MOSFET导通，导通时间的长短由脉冲的宽度即占空比的大小决定。当触发脉冲传递完成后，而开关管不能完全把电子从MOSFET驱动干净，饱和区还残留有大量电子，残留电子从栅极进入晶体管的发射极，再由发射极进入“地”。需指出的是，残留电子因不能打开二极管而进入IC，消除了因开关管积蓄电子而影响开关速度这一弊病。图1-15b、c的工作原理基本与图1-15a的工作原理相同。

2.图腾柱快速开关电路

图腾柱快速开关电路是开关电源电路应用比较多的一种快速开关电路。它是两只NPN和PNP相并联的复合管。如图1-15d所示，VT₁、VT₂的基极和发射极并联，其中VT₁（NPN）的集电极接高柱，VT₂（PNP）的集电极接低电位“地”。触发信号从IC出发，经电阻R₁形成触发电压去触发复合管的基极。从图可知，VT₂处于反向偏置，使其截止。触发信号从VT₁的b极到e极经电阻R₂到达VT₃的栅极，VT₃受正向脉冲的作用，立即导通，驱动高频变压器的一次绕组。VT₃导通时间的长短决定触发脉冲的宽度。开关管导通的时间越长，变压器感应的电压越高，相反就低。触发脉冲消失后，开关管VT₃的区间残留有大量空穴，自由电子从栅极出发经电阻R₂到复合晶体管的发射极，由于VT₁反向偏置电子不能进入，只能从VT₂的e极到c极，再入“地”，将大量自由电子旁路掉，为VT₃再次“开门”创造了有利条件，起到快速开关的作用。

1.2.5 输出恒流、恒压电路

有很多地方需要一种恒功率供电，要求在负载发生变化时输出电压保持不变。

图1-16a为LM393恒功率电路，它有两个控制环路，一个是电压控制环路，另一个是电流控制环路。由R₁₃、R₂₄、IC₂（A）及IC₃组成恒压控制电路。IC₂（A）的5脚是标准电压（V_stan），由IC₃供给，为2.2V。IC₂（A）的6脚是检测电压（V_fest），它是随着负载和输入电压的变化而变化的，V。两种电压进入IC₂（A）进行比较，其差值为负电压时，由IC₂（A）的7脚输出，VD₁₁因它的阴极为负电压而导通。当输出电压V_o降低时，采样电压下降，IC₂（A）的7脚输出电压越低，二极管VD₁₁导通角增加越大，发光二极管（光耦合器）IC₁的电流增加越多，发光亮度增加越高，接收晶体管的电流也跟着增加越快。经调制占空比加大越宽，输出电压上升越高。反之输出电压下降，这样使输出电压稳定，起到稳压作用。由R₁₃、R₉、R₂₁、IC₂（B）、IC₃组成电流控制电路。IC₂（B）的3脚是标准电压（V_stan），经R₂₁降压供给IC₂（B）的3脚的电压约为1.8V。IC₂（B）的2脚是检测电流，经取压电阻形成0.1×2.5V=0.25V的检测电压（V_fest），它随着负载电流的改变而变化，两种电压进入IC₂（B）进行比较，差值为负电压时，由IC₂（B）的1脚输出。同样道理，负载电流上升时，R₉的电压上升，由IC₂（B）的1脚输出负电压上升，光耦合器IC₁的发光强度下降，调制占空比下降，输出电流下降，使输出电流稳定，起到恒流的作用。

图1-16b是恒流恒压电路的另一种形式，它的工作原理与上面介绍的基本相同，不同的是输出到二极管的阳极，是正电压比较。由VD₄整流、C₁₇滤波的直流电压经R₉限流供给IC₂，没有上面介绍的电路供给IC₃的效果好。电压控制环路由R₁₂、R₁₃、IC₃（B）及IC₂组成；电流控制环路由R_s、R₆、R₇及IC₃（A）组成，两路工作平行运行，不论电流或是电压出现不平衡时，就由不平衡的那一路进行调节，VD₅、VD₆就是不平衡调节的或门，控制电流或电压环路。

图1-16 恒流恒压电路

1.2.6 PFC转换电路

PFC的核心作用是限制电网输入电流谐波。功率因数低的危害性很大，必须要求功率变换的电子设备安装功率因数转换装置。

1.L6562/PFC转换电路

图1-17a是L6562/PFC转换电路。它是怎样工作的呢？从输出电压V_DH用电阻R₁₇、R₁₈分压，取出一信号电压，信号电压进入IC₁的8脚，它与IC₁片内的基准电压进行比较，其差值又与桥式整流后的100Hz脉动电压一起进入IC₁的3脚，输入给电压误差放大器，误差电压与差值信号一同进入乘法器相乘，乘法器输出一电流，又与进入IC₁的4脚的开关管VT₁源极控制电流进行比较、放大，均化后得到一控制电流信号，控制信号由IC₁的7脚发出，经R₁、VD₃、VT₂组成的快速开关电路，去触发驱动管VT₁的栅极，输出电压经升压二极管整流，从而使输出电流波形与输入电压波形同相位。转换结果是电流谐波含量（THD）减少，功率因数（cosφ）提高。图中，R₂₅、R₂₇、R₂₆、VS、C₂₂及VT₃组成输入过电压、欠电压保护电路。当V_A点的电压低于25V时，稳压二极管VS正向导通；VT₃导通，IC₁的2脚误差信号输出因低压锁定而无信号输出，振荡停止，实施欠电压保护。当V_A的电压大于75V时，VS、VT₃导通，关闭片内的四-二与非门，7脚无触发信号输出，VT₁停止工作，起到过电压保护的作用。V_A点的高电压计算：。低电压计算：。

2.FAN7527/PFC转换电路

图1-17b的电路结构与图1-17a基本一样，只是没有输入电压保护电路。控制IC₁工作在临界导通模式。所谓临界导通模式是，升压变压器TR₁的电感电流，在一个开关周期之前降为零，使驱动管的开关损耗为零，效率高；交流电路电流是连续的，没有死区时间，将开关峰值电流钳制在平均输入电流的两倍水平，这就是临界导电模式。

图中VD₃是升压二极管；TR₁是升压变压器；R₃、R₄、R₅、R₆、C₈是乘法器采样输入电路；R₁₈是PFC零电流检测输入限流电阻，将电感转为电压来检测内部MOSFET的开关状态，当电流为零时打开MOSFET的驱动信号，因此，功率管工作在零电压导通状态；R₆是VT₁的限流电阻；R₇、VD₂起着快速开关作用；R₉、R₁₀过电流反馈与限流电阻；C₁₀为误差放器输入和输出补偿电容。

3.UC3854/PFC转换电路

如图1-17c所示，L₁₀、VD₈、VT₈、IC₁、C₁₂～C₁₄等元器件组成功率因数校正电路。L₁₀是升压电感，它的材质是铁-镍56环形铁氧体。VD₈是升压二极管，采用超快速恢复二极管。R₁₁、R₁₂是输出电压分压取压电阻。IC₁片内的基准电压为7.5V，由电阻R₁₂决定输出电压的大小。

R₁₀是输出电流取样电阻，该输出电流用来检测输出负载的大小。C₁₆、C₁₇、R₁₄用来进行电流放大器的输入端与输出端的相位补偿，以满足输出电流与相位的比例关系。R₂₅是乘法器输出限流电阻，改变电阻R₂₅可改变乘法器输出电流的大小。C₂₃是电路软启动时间设定电容，它可改变振荡频率，振荡频率的计算：f=1.25/（R₂₅C₂₃）。C₂₀、C₂₁是高低频滤波及旁路电容。R₂₂是C₂₁为V_CC供电电源的放电电阻。R₁₈、R₁₉是输入电压取压电阻，该电压进入IC₁片内乘法器。R₁₇、R₃₂是负载电流检测取样电阻，该信号用来平衡输出电流的大小、实施过电流保护。R₂₀、R₂₁、R₂₃、R₂₄及C₂₄是交流电压取压元件，它们对PFC电路的工作状态起着重要作用，要选用合适参数的元件。

图1-17 PFC转换电路

1.2.7 PWM转换电路

PWM转换是开关电源两个转换中的一个重要转换，它对开关电源的输出功率、控制精度、电源效率起着至关重要的作用。

1.UC28600/PWM转换电路

图1-18a是UC28600/PWM转换原理图。它的工作原理是，从输出电压，经R₃₄、R₃₃分压，取出一信号电压与IC₃的基准电压（2.5V）进行比较，其差值点燃IC₄的发光二极管，经光电耦合，进入IC₁₂的2脚。差值信号与片内振荡器的波形叠加调制占空比。电流放大后，由IC₁₂的5脚输出电流调制信号，此信号经VD₈、R₁₀、VT₆所组成快速开关电路，去触发VT₅的栅极，触发信号再次放大去驱动高频变压器TR₂的一次绕组，经变压器电能耦合，再由VD₁₀整流、L₃、C₂₆、C₂₇滤波，直流输出。当输出电压V_o大于设计值时，自然分压采样电压升高，IC₄的发光二极管亮度升高，接收晶体管的电流上升，调制脉宽（占空比D）变窄，变压器耦合电能下降，使输出电压V_o下降。反之亦然，保持输出电压稳定。

电路图上的R₄、R₅、C₉和VD₇组成普通的峰值电压钳位吸收电路。当阻塞二极管VD₇截止时，可将吸收电容C₉上的电荷快速释放掉，从而抑制了振荡电压的产生，提高了电路转换效率。R₃是电源启动降压电阻。VD₅、VD₆、R₉、C₁₂是IC₁₂的供电电路。R₆、R₇为负载检测分压电阻。R₁₄、R₁₆、VD₄从恒流源VT₄分流送入3脚，另外从电压反馈电阻R₁₁取压送到3脚，进行电流检测。R₁₃、R₁₅、VT₄是恒流电路。

2.UC3843A/PWM转换电路

图1-18b是用UC3843A所组成的PWM转换电路。其工作原理如下：桥式整流后的脉动电压V_DH，经C₅滤波后通过上拉电阻R₃、R₄送入IC₁的7脚，作电路通电的启动电压，此电压得到C₆再次滤波和VS₂的稳压后，电压质量是较高的。由R₇、C₇、VD₂组成峰值电压钳位吸收电路，通过这一电路，将转换电压平稳地送到开关驱动MOSFET的漏极，为脉宽调制供给电能。

图1-18 PWM转换电路

图1-18 PWM转换电路（续）

吸收回路电阻R₇、电容C₇的计算：

式中，V_asp是一次绕组的峰值电压，

峰值电流I_PK的计算：I_PK=I_ac/D_min

L_P为高频变压器一次电感，L_P=V_imint_on（max）/I_PK

R₇、C7是吸收回路中的振荡组件，它的时间常数是吸收回路工作周期的5～10倍，则C₇=KT/R₇，C₇的单位为F。

上拉电阻R₃、R₄的计算：

R₃、R₄是芯片UC3843A的降压电阻，供给IC₁的7脚启动电压，根据UC3843A的工作参数进行选定。设最低启动电压为V_Qmin、最低启动电流为，电路使用两只电阻（R₃、R₄）是为了降低电阻的功耗，减少体积。

3.FAN7554/PWM转换电路

图1-18c是由FAN7554所组成的脉宽调制转换电路，电路由C₁₂、R₂₃～R₂₅、VD₁₃组成峰值电压钳位吸收回路。三只电阻R₂₃～R₂₅并联是因为前级为功率因数校正，处于高压输入，VD₁₃是超快速恢复阻塞二极管，它具有反向击穿电压高、恢复时间很快的特点，对峰值电压具有极好地削减、阻尼作用。R₂₁、R₂₂、VT₂、VS₅及C₁₄是给IC₂在通电启动期间供给电压，VT₂、VS₅为IC₂的7脚提供优良的稳压恒流电能。R₁₆、VD₄、C₁₃为IC₂在运行期间提供工作电压。R₁₆是限流电阻，由高频变压器的反馈线提供高频交流电压，交流电压经VD₄整流、C₁₃滤波向7脚供电。C₁₄是高频旁路电容，消除滤波后的高次谐波。R₃₀、VD₆、VT₄是VT₃的快速开关电路。为泄放开关管VT₃的漏-源极间电荷，电路加了C₁₅，也为保护开关管、降低热耗起一定的作用。R₃₅是IC₂的3脚峰值电流取压电阻，为同相输入的端电压进行过电流检测。R₃₆是电压负反馈检测电阻，它与R₃₅一起，对电路进行过载保护。R₃₅也称采压电阻，阻值越小，流进漏极的电流越大。

高频变压器的二次绕组将一次电能耦合到电源输出。C₂₂、R₃₆抑制VD₇上的高频电压，VD₇为肖特基整流二极管，二次电压通过C₂₃～C₂₆、L₅整流滤波、VS₁稳压输出。R₃₈是PC₁的限流电阻，，式中，V_REF为基准电压，V_DF为发光二极管压降，I_F为光耦合器的工作电流。R₄₀、R₄₁为输出电压分压采样电阻。R₃₉、C₂₇是误差放大器瞬态响应元件，C₂₇为降低瞬态放大倍数。R₃₇是调节光电输出阻尼电阻，防止输出轻载时电流跳动，起着限压稳流作用。

4.LM5021/PWM转换电路

图1-18d是具有启动电流小、功耗小、电流控制模式响应速度快的脉宽调制控制电路。电路工作原理基本跟上述电路相同。取样电压信号从IC₁的1脚输入片内，再经3∶1的电阻分压，然后进入PWM比较器反相输入端，电流斜坡信号输入比较器的同相输入端，PWM比较器比较这两路信号后，再输出脉宽调制信号，同时通过逻辑控制及或门输出关断信号。时钟脉冲驱动触发器置位后再输出导通信号，从而完成脉宽调制功能，这就是双脉冲调制逻辑电路。这种电路的特点是，在一个时钟周期内，脉宽调制器只能输出一个脉宽调制信号。它是随着误差控制输入信号的大小来改变占空比信号的宽窄。当误差控制信号输入为零时，控制器输出占空比也为零。VT₂、VT₃、R₅、R₆是图腾柱快速开关电路。电阻R₁₂是外设时钟振荡频率电阻。C₈是软启动电容，它将决定软启动时间和启动时的工作频率。

LM5021具有超低电流（250μA）启动功能，它运行在电流控制模式，在空载或轻载时，IC₁自动进入跳跃周期，将脉宽控制信号从1脚反向输入，经R₁₃限幅，C₉、C₁₀高频旁路。反向信号在IC₁里面进行PWM调制，开关管的源极电流反馈经R₇限流取压，正向流入IC₁的6脚进行电流比较。若6脚输入电压超过0.6V时，开关管输出电能降低，进行逐个周期限流，起到过电流保护作用。

1.2.8 开关电源保护电路

图1-19 开关电源保护电路

开关电源保护是所有电子设备安全运行的基本要求，按开关电源设计技术标准，所应用的电源必须具有过电流保护、过电压保护、欠电压保护、短路保护及过热保护等五种技术保护，这就是开关电源与其他电源相比的优势所在。

1.过电压保护电路

过电压保护是开关电源最基本、最普通的一种保护，它通常出现在检测电路开路、控制电路损坏，或者电源突然发生电压变化等情况下。过电压发生时，首要任务是保护负载，其次是保护开关功率管。一旦发生过电压，一般所采取的措施是振荡电路停止振荡，关闭驱动脉冲。一般电路在电压保护动作后，再启动电源，必须断开电源才能安全地恢复工作。图1-19a是二次回路输出电压过电压保护电路。当输出电压超过1.2倍的设计电压（V_o）时，稳压二极管VS₁反向击穿，迫使VT₃的基极电压U_b快速升高而导通，这样它的集电极电压U_c下降近于零电压，使得精密稳压源IC₃的阴极失去了标准电压，下降到近似于零电压，这时IC₂的发光二极管的发光亮度急增，IC₂的接收晶体管突显大电流，使控制IC立即关闭PWM转换，输出电压停止，保护了因输出过电压而损坏电路。图中C₃是当电路工作处在正常时为VT₃提供偏置，让高频旁路；另外是当电路发生过电压时，避免VT₃的基极与发射极短路将晶体管损坏。

2.晶闸管过电压保护电路

众所周知，晶闸管由阻断转化为导通必须满足两个条件，首先是在阳极到阴极之间加上正向电压；其次是在门极和阴极之间加上适当的触发电压。向晶闸管供给触发电压的电路，叫触发电路。利用晶闸管的阻断和导通的降压来关闭开关电源的转换，可达到保护开关电源目的。图1-19b就是这一实例。当输出电压V_o突然升高时，稳压二极管VS₁反向击穿，IC₂的发光二极管发光强度增高，经光耦合，接收晶体管的电流上升，足够大的触发电流流经R₄形成足够高的触发电压，使晶闸管导通，将输出电压V_o拉到最低，促使脉宽调制的振荡电路停止工作，使电路得到保护。电容C₂是微分电容，将触发电压微分成尖脉冲，使触发可靠。

图1-19 开关电源保护电路（续）

3.NCP1207过电压、过电流、短路保护电路

图1-19c具有高效、低损耗、零开关功能，它还具有过电压保护、过电流保护及输出短路保护。VT₂、VT₃、R₁₁、R₁₈、R₁₉、VS₂、C₁₂、IC₂等是这些保护的基本元器件。当输出电压过高时，反馈绕组取样电压V_F也高，V_F经R₁₁、R₁₇分压、采样，采样电压由1脚进入IC₁，迫使IC₁锁定输出电脉冲，5脚停止向开关管输出脉冲，也使IC₁的V_CC工作电压下降，片内的振荡器停止振荡，实施过电压保护，当输出电流上升时，MOS管的漏极电流也上升，电流在R₁₁上产生的压降也上升，当电压达到7.2V时，控制芯片IC₁内部出现“溢出”，自动分压，消除因过电流而使开关功率管承受的高压应力，保护了开关功率管的安全；当输出电路发生短路或是过电流，输出电压为零时使IC₂的发光二极管的亮度增大，IC₂的接收晶体管的集电极电流跟随上升，上升电流促使R₁₈的压降上升，场效应晶体管VT₃导通，使VT₂截止，这样IC₁的6脚停止工作，起到短路或过电流的保护。R₂₀、VS₁是VT₂的偏置元器件，通过VS₁稳定地向VT₂提供基极偏置电压。C₈、C₁₁分别为反馈信号电压和IC₁的供电电流滤波元件。C₁₂、C₁₃是高频旁路电容，以保证光耦信号电流和IC₁的供电电流的纯净性。

4.UC3842过电压保护电路

一般开关电源的保护功能都是控制IC里面所具备的功能，但是对于低成本多功能的电源，往往以几只分立元器件进行设计，就具有这样的功能。图1-19d就是利用两只二极管和一只稳压管所设计的过电压保护电路。采用PNP和NPN两种不同型号的管子（VT₂、VT₃）组成复合晶体管。二次电压经VD₂整流、C₁滤波得到直流电压V_o，是供负载所用的电压，设计要求该电压不以输入电压的变化而变化，也不以负载能量的改变而不稳定。电路在正常情况下VT₂的集电极电压V_G较小，VT₂、VT₃截止，输出电压正常，电路工作依旧。当输出电压V_o出现过电压时，控制电压V_G因VS₂反向击穿使它升高，其结果使VT₂、VT₃导通，A点的电压V_e2下降，控制IC₁关闭驱动脉冲，振荡器停振，起到过电压保护的作用。需要注意的是，稳压二极管VS₂的稳定电压与VT₃的发射极电压之和（即V_s2+V_BE3）小于输出电压V_o时，电路处于正常运行，反之电路将进行过电压保护。设计时V_s2的稳压值一般低于实际电压1V左右。

5.NCP1027P过热、过电压保护电路

过热保护也是开关电源的一项重要保护技术，开关电源的主要发热器件有开关功率管、二次整流二极管及高频变压器等。开关电源设计热保护，不仅仅只是保护个别元器件的安全运行，主要是关系到电源的可靠性和使用寿命，它是电源的一项重要指标。图1-19e是NCP1027P过热、过电压保护原理图。R₂₀、R₂₂、VT₄及IC₂组成过热保护电路，R₂₂是负温度系数热敏电阻，安装时把R₂₂粘在功率管或高频变压器等发热器件上，当发热器件温度过高时，R₂₂的阻值急剧下降，R₂₂是晶体管VT₄的基极下偏置电阻，VT₄是PNP型晶体管。此时因R₂₂的阻值下降使它导通，将电压V_CC由VT₄的E极→VT₄的C极→IC₂的3脚，使电路停止工作，达到过热保护的目的。R₁₈、R₁₇、R₂₁组成过功率保护电路，可防止因输入电压较低而使输出功率过高损坏IC₂。VT₅、VT₆、IC₈、R₂₄～R₂₇组成开关控制电路。如果VT₅导通，IC₈的发光二极管发光，接收晶体管导通，IC₂的1脚电压接到VT₅的发射极，经电容C₁₉滤波，使IC₂的V_CC工作电压、电流稳定，达到启动PWM变换。

6.NCP2180组成过电压、欠电压、过电流保护电路

图1-19f所示电路比较复杂，对初学者来说分析起来有点困难，如果能弄懂这样的电路，分析其他的电路图就不会感到困难了。图中的R₈₁、R₈₂、R₃₅组成过电压、欠电压检测电路，电阻分压比可根据过电压、欠电压保护电路的工作点设定，偏置欠电压或过电压的端电压就可以控制PWM的变换器。R₈₀、R₈₃、R₇₉是IC₃的前馈电压比较器，它对PFC的输出电压进行降压取样，取样电压与振荡器的斜坡电压比较，比较的差值调节占空比。R₃₇是IC₃振荡频率设定电阻。TR₄、VD₇、R₄₂～R₄₄、C₃₆组成过电流保护电路，TR₄是电流互感器，用它来代替检测电阻，达到安全可靠的目的。VT₈、VT₉、C₃₇、TR₂组成图腾柱快速驱动电路，保证PWM快速输出，它与IC₃的15脚的输出脉冲的前沿及后沿重叠延迟，可用来驱动二次侧的同步整流。IC₃的3脚接收外来电压信号，实施欠电压及过电压保护。IC₃的5脚检测由TR₄来的电流信号。当5脚上的电压超过0.48V或0.57V时，变换器就进入逐个周期限流工作模式，起到过电流保护。

7.过电流保护电路

过电流包括电源负载超出规定值和电源输出电路出现零负载（即短路）。图1-20所示电路是利用桥式检测原理，对电路进行过电流保护。图1-20a和图1-20b只是检测电阻R_S的位置不同，其工作原理完全是一样的。由R₁、R₂、R_S和负载构成桥式电路，反馈放大器的增益较高时，只要输出电流稍过载，输出电压就急剧下降。即使R₄为无穷大，R₃=0，但工作原理不变，理论上输出电压为零，过电流保护工作点也是零。V_ST是启动电压，用于防止电源启动时出现故障。V_ST值的设定要求是启动二极管VD₂必须截止，对过电流设定值I_M没有任何影响，这样启动时不会影响过电流保护，如图1-20b所示。启动电压V_ST的大小决定输出短路时的短路电流I_S：

图1-20 桥式过电流保护电路

因此，对于过电流保护电路桥，只要桥电压改变极性，输出极性也将改变，有可能会发生短路故障。如果将两个电源a和b串联起来，则可以避免因桥电压极性改变而发生故障。

图1-21所示电路是恒流型限流电路与断开型过电流保护电路相结合的组合型保护电路。

电路中恒压用反馈放大器A₁的输出电压去控制VLC_1-2，使电压保持稳定。放大器A₂用来检测电路中电流的情况，它的输出驱动电路VLC_2-1的功能是恒流。另一方面，放大器A₂的输出控制着VLC_1-1、VLC_1-2。当IC₁的16脚电平下降时，开关晶体管的驱动脉冲信号消失，达到保护的目的。电路中稳压二极管VS₁用于防止VLC_1-2误动作。当VS₁的稳定电压达到稳定值范围后，VLC_1-1才能获得足够的导通电压，通过A₂电流检测，驱动VLC_2-1，执行电路恒流工作。电容C是电压负反馈元件。

在图1-22a所示电路中，开关晶体管VT₁和VT₂的发射极接入电阻R_S用来检测过电流。当电路发生过电流时，R_S上的电压会上升，其结果是VT₄导通，VT₃也导通，基准电压加到TL494的CON端，使CON端输出截止，从而防止了过电流。TL494的输出端Q断开后，开关晶体管VT₃、VT₄相继截止，CON端返回到正常电平。在此期间，TL494内的双稳态谐振振荡器也将翻转。这时，CON端为正常电平，在三角波电压下降前，Q端输出脉冲。这样，从Q输出到Q输出的时间是控制电路的滞后时间，因而空闲时间很短，如图1-22b所示。如果开关晶体管VT₁与VT₂同时导通，会使开关管损坏。为防止这种现象出现，必须采取一定措施。当VT₄导通时，VT₃与VT₅也导通，在电阻R_S上产生压降，但是VT₃、VT₄、VT₅加的是正反馈电压，所以VT₃和VT₅仍继续导通。在1个周期里，CON端不再返回到正常工作时的电平，这时双稳态多谐振荡器不会发生翻转。如果振荡电容C_T放电到放电电压的谷点，VT₅的导通电流由于VD₁的分流而截止，随后VT₃也截止，防止了VT₁与VT₂同时导通而损坏开关晶体管。当CON端转为正常电平后，电路进入下一个工作循环周期。

图1-21 组合型保护电路

8.欠电压保护电路

欠电压保护对于我国目前的电力供应情况来说是非常需要的。往往由于供电电压过低，开关电源无法启动，甚至烧毁，因此必须采取欠电压保护措施。图1-23所示是由光耦合器等组成的欠电压保护电路。

当输入市电电压低于下限值时，经过整流桥（未画出）整流、电容C₃滤波的直流电压V₁也较低，经电路电阻R₁、R₂分压后使V_B电压降低。当VT₁的基极电压V_B低于2.1V时，VT₁、VD₄均导通，迫使V_C下降。当V_C<5.7V，立即使IC₁的7脚（比较器输出端）电压下降到2.1V（正常值为3.4V）以下时，IC₁脉宽调制输出高电平，造成PWM锁存器复位，立即关闭输出。这就是光耦合输入、欠电压保护的工作原理。

设VT₁的发射结电压V_BE=0.65V，VD₄的导通压降V_F4=0.65V，IC₁的正常工作电压V_C的下限电压为3.4V。显然，当VT₁和VD₄导通时，VT₁的基极电压V_B=V_C-V_BE-V_F4=3.4V-0.65V-0.65V=2.1V，可将2.1V作为VT₁的欠电压阈值。

设电源输入最低电压V₁=100V，R₁=1MΩ，V_B=2.1V，将其代入上式，可计算出R₂的值。

图1-22 TL494过电流保护电路

图1-23 光耦合欠电压保护电路

为了降低保护电路的功耗，反馈电压V_FB应在12～18V范围内取值。如果供电电源突然发生断电，直流电压V₁也随C₃的放电而衰减，使输出电压V_o降低。一旦V_o降到能自动稳压范围之外，电容C₂开始放电，使V_C电压上升，同样也使IC₁的PWM信号的宽度变宽，使输出电压上升，起到稳压作用，但是这种稳压范围很小。

9.过热保护电路

开关电源的耐温性能和防火性能不仅直接关系到开关电源的可靠性和使用寿命，而且还直接关系到发生火灾的危险程度，关系到人们的生命财产安全。

开关电源的热源主要是高频变压器、开关功率晶体管、整流输出二极管以及滤波用的电解电容，其中高频变压器、开关功率晶体管及整流输出二极管的温升比较突出。为了防止开关电源因过热而损坏，设计开关电源时不仅要求必须使用高温特性良好的元器件，同时要求电路、印制电路板（PCB）、高频变压器等设计合理、制作工艺先进，并且需要采取过热保护措施，这些都是为保证安全所必须具备的条件。

为了抑制开关功率晶体管的温升，除选用存储时间短、漏电流小的晶体管（包括MOS-FET）外，最简便的方法是给晶体管表面加装散热片。事实证明，晶体管加装散热片后，电源的稳定性将大大提高，失效率明显降低。电子开关过热保护措施的作用是在开关电源中容易发热的元器件或电源外壳的温度超过规定极限值之前，切断开关电源的输入线，或强制关闭调制脉冲输出，停止高频振荡。

开关电源过热保护的类型可分成以下几类：自动复位型，手动复位型，不可更新、非复位（熔丝）型以及可提供等效过热保护的其他各种类型。

过热保护器与开关电源构成整体。最基本的放置要求是不能受到机械碰撞，便于拆装；在保护器的功能与极性有关系时，则用软线连接，插头不带极性的设备应该在两根引线上都有过热保护器；保护器的电路断开时，不影响开关电源的正常工作，更不能引起火灾或损坏电气设备。通常开关电源的电路板面积和壳体内的空间都比较小，采用过热保护器有一定的难度。如果过热保护器确实难以放下，可以采用温度熔丝或热敏电阻作为过热保护器。将它贴在高频变压器或功率开关管壳体表面上，当温度升高到一定值（一般为85℃）后，过热保护开关就能自动切断电源。对于独立式开关电源，可以采用过热保护电路。这类保护电路一般利用硅材料PN结晶体管（如3DG42）的发射结或热敏电阻作为温度传感器，各种控制电路在工作原理上大致一致，只是元器件配置不太一样。利用热继电器和晶闸管器件组成的过热保护器，由于电路比较简单，所用元器件少，常在开关电源中被采用。

如果开关电源采用了带有过热保护功能的控制及驱动集成电路，这时不需增加任何外围元器件或只需增加非常少量的外围元器件，就可以起到过热保护的作用。

图1-24 KA7522过热保护电路

以KA7522为代表的开关电源控制及驱动集成电路没有内置PN结温度传感器，只含有过热关断电路。对于这类控制集成电路，只需在它的外部接一个温度传感元件，具体的过热保护电路如图1-24所示。

图1-24中，R_T是NTC热敏电阻，它在电路板上应紧贴易发热的元件，只要发热元件的温度达到或超过85℃，IC₁的17脚上的电压就会降到0.85V以下，IC₁则关断内部的驱动电路，使其2脚及19脚输出的电平为低电平，开关电源停止工作。当温度降低到50℃时，IC₁利用18脚的电压温度滞后特性，将重新启动，调制脉冲重新输出，开关电源开始工作。由此可见，采用具有过热关断电路的控制集成电路，可使过热保护变得十分简单，而且集成电路本身的价格也很低，其性能价格比是很高的，值得推广。

1.2.9 开关电源软启动电路

开关电源接上电源后，驱动脉冲逐渐加宽到设计值，使输出电压V_o慢慢建立，这个过程就是软启动。开关电源如果具有软启动功能，就可以防止负载电流I_o或电源输入电流I_S的大电流冲击，以免损坏开关电源。

软启动的电路很多，多数采用RC延时电路。与软启动相反的就是硬启动。硬启动就是强制性地在开关的“关”和“开”过程中加进电压。理论分析：开关导通时，开关上的电流上升和电压下降是同时进行的；开关截止时，电压上升和电流下降也是同时进行的。这样，电流和电压的输入波形叠加便产生开关损耗，这种损耗会随着频率的提高而急速增加。与此同时，当电子开关截止关断时，电路中的电感元件还会感应出尖峰电压。这种电压也会随着开关频率的变化而急剧改变，搞不好的话，很可能使开关器件击穿。另外，电子开关高电压导通时，存储在开关器件结电容中的能量不能全部释放出去，在器件内将电能转换为热能而耗散掉，而且这种消耗也是随着频率的升高而增加。如果开关管在截止期间有导通动作，很容易产生很大的冲击电流，对器件的安全运行造成危害。这是开关电源在硬启动条件下的一些实际存在的问题。软启动技术必将在开关电源中得到广泛应用。

1.软启动电路的作用

现在很多开关电源都采用硬启动的方式，一通电开关电源就进入工作状态。这种“强制性”启动方式，不仅会对开关电源本身带来损害，还有可能在负载电流（I_o）或输入电流I_S上会产生一个大的冲击电流，负载电压V_o会超越界限，更重要的是可能产生双倍磁通。什么是双倍磁通呢？开关电源在启动瞬间会产生饱和现象，这种现象在没有设计软启动的半桥式、全桥式和推挽变换式开关电源电路里最容易出现。为了增加高频变压器的磁感应强度，取单向磁化值的两倍，就是摆幅值在峰-峰值之间取值。设计时，为了避免产生双向磁化，可减少半桥式、全桥式、推挽变换式高频变压器的一次绕组的匝数，这样的结果反过来会对开关电源的效率、开关功率管承受的应力带来不好的影响。这种方法不可采用。

电源在稳态工作时，磁心是这样工作的：磁心在关断（t_off）时间内，在变压器二次侧的续流二极管和滤波电感的作用下，输出的续流受到钳位，在每半周期开始时刻磁感应强度不是+B就是-B，这就是最大磁感应强度摆幅值，在稳态半周期内将是ΔB的2倍。这种现象还存在潜在的问题，比如说，在变换器刚加进电源V_S的瞬间，开关管开始导通，在稳态运行时，可能出现磁心中有双倍磁通的现象。因为在原始磁感应强度起始点磁偏移非常接近于零，从这个开始点开始，2倍ΔB的实变磁感应强度（即峰-峰摆幅）将导致在第一个半周内出现磁心饱和，存在烧毁元器件的可能性。在实验室里，往往在电源未通电之前，各种测试对电源不产生什么影响，认为是安全的、可靠的，可是等到一通电，开关管就烧毁了。这就是双倍磁通效应的恶果。

为了防止出现这种双倍磁通效应，第一，可减小工作磁感应强度，但这样做的结果是减小了磁心的利用率，这是不可行的。第二，可增加软启动环节，在稳态半周期内不出现磁心饱和现象。在启动时减小导通脉冲宽度，直到磁心在每个周期内开始工作时，逐渐建立在-B或者+B上而不是2ΔB上，就不会出现双倍磁通。这种软启动方法是解决双倍磁通效应最可行的方法。

2.软启动电路的设计

图1-25所示的是一种软启动性能较好的电路。

图1-25 带有运放的软启动电路

电源接通时，通过R₆、R₁、VD₁的10V电压较快地建立起来（相对V_S=300V而言）。这时，C₁的端电压为零。10V电压经R₃对C₁充电，R₃上的电压经VD₂加到运算放大器A₁的反相端。A₁的输出为负，这时不可能有脉冲输到驱动回路。当一次电压V_S加到变换电路上后，C₁充电到一定电压时，电压加到VT₁的发射极和集电极之间。由于电阻R₂的存在，VT₁导通。VT₁导通后，充电电容C₁开始放电，这一状态一直维持到没有脉冲产生。当V_S电压加到变换电路上已达到200V时，稳压管VS击穿，VT₁截止关断，C₁放电停止。在10V电压的作用下，电流流经R₃形成电压V_R3，向电容C₁充电。随着充电电流的减小，R₃上的电压V_R3逐渐降低，A₁的反向输入端电压由负值逐渐变为零。在同相端三角波的作用下，放大器A₁逐渐有调制脉冲加宽输出，这就达到了软启动的目的。

A₂为误差放大器。从输出电压V_o中引出的信号加到A₂的同相端，A₂的输出信号经R₄控制A₁的反相输入端。C₁虽经R₃充电，但VD₂反向偏置，C₁不会影响脉宽调制。当电源关断时，C₁又使VT₁导通，把C₁上的电压放完，为下一次充电做好准备。

这个电路不仅提供延迟软启动功能，而且还具有低压保护功能，调整好后可以防止启动瞬间的双倍磁通效应。

图1-26所示的是两种光耦合软启动电路。在图1-26a中，软启动电容C_S并接在精密稳压源IC₂（TL431）的阴极和阳极之间。当电路刚接上电源时，由于启动电容C_S的两端电压不能突变，V_AK=0，IC₂不工作。随着整流器输出电压逐渐升高并由光耦合器中发光二极管上的电流和R₁上的电流对C_S充电，C_S上的电压不断升高，IC₂逐渐转入正常工作状态，输出电压就在延迟时间内慢慢上升，最终达到额定的输出电压值V_o。

软启动是变换电路的正常方式启动，它有助于减少元器件所受的应力。图1-26a所示电路是一个非常重要的电路，具有实际功效，特别对输入阻抗很高的变换电路（如半桥式、全桥式、推挽式变换电路）更为有效。图1-26b所示电路在稳压管的两端并接一只4.7～22μF的电解电容C_S，它的工作原理与图1-26a所示电路相同，具有延时启动功能。延时时间的长短与开关电源输出功率的大小有关，大功率电源一般要延时30～45ms，中小功率的电源只要延时10～30ms就可以了。电源的延时时间主要决定于启动电容的容量，另外还与电源电路的输入阻抗有关。一个高输入阻抗的电源，它的启动时间就长。当然，启动时间也与电路中元器件的参数有关。对启动时间要进行调整，延时时间不能太长，否则会影响控制灵敏度。

图1-26 两种光耦合软启动电路